隨著物聯網技術的迅速發展和日益成熟，超低功耗的無線傳感器已成為物聯網的重要組成單元。無線傳感器網絡通過將大量的傳感器節點部署在監測區域內，使用無線電通信方式形成一個多跳的具有動態拓撲結構的自組織網絡系統，目前已得到了廣泛應用。但是采用傳統供電模式的傳感器節點一旦電池耗盡需要重新更換電池，如果傳感器節點大量分布，人工更換電池所需的工作將不容忽視。隨著超低功耗芯片技術的越發成熟，收集周圍環境中的無線射頻能量提供電能成為一種有效可行的新型能源供應模式。近年來，隨著通信技術的迅速發展，環境中充斥著大量的無線電波信號，主要包括移動電話（GSM） 頻段和工業通訊（ISM） 頻段。未來的很長一段時間內，多種通信網絡共存，也為射頻能量收集系統提供了豐富的射頻資源。

　　無線能量采集技術最重要的部分是接收天線的分析設計，也是國內外相關專家學者關注的熱點。微帶天線具有低成本，輕重量，易于共形等諸多優點，被廣泛的應用于各種通信系統中。但微帶天線由于頻帶較窄又限制了它的實際應用，增加寄生單元或者具有不同形狀縫隙的矩形貼片元可以克服微帶天線的窄頻帶特性；目前在高頻段上，國內外對縫隙天線進行了大量的研究報道。基本結構的縫隙天線性能良好，但是也存在阻抗帶寬窄、只能單頻工作等固有缺陷。因此多頻/寬帶化技術成為縫隙天線研究的一個熱點。文獻“工作于2.4GHz /5.2GHz 雙頻段微帶縫隙天線的設計”在縫隙天線的基礎上通過再加載兩個倒u 型槽，實現了2.4/5.2 GHz的雙頻工作的特性；文獻“新型小型化雙頻縫隙微帶天線的設計”在接地板上開了一個F 型的槽并用微帶線饋電，通過調節槽的主要尺寸使天線工作在2.4 / 5.8 GHz頻段。文獻“一種帶寬圓形縫隙天線的設計”采用叉子型微帶線饋電并在接地板開了一個圓形縫隙天線，通過調整微帶線終端和縫隙中心的相對位置以及圓形縫隙的半徑來獲得最佳匹配，天線工作在2 GHz時，頻帶達到了32.5%。但是由于5 GHz頻段在周圍環境中的信號功率譜密度較低，因此這些天線設計并不適合用于環境無線能量收集。

　　通過對以上文獻的分析研究，文中提出一種適用于無線能量收集的小型雙頻微帶饋電縫隙天線。該天線基于叉子型微帶饋電縫隙結構，采用電抗加載法，即通過加載微帶枝節和槽實現雙頻段工作特性，以提高天線的工作帶寬，在保證性能的同時克服了微帶縫隙天線窄帶寬的缺陷。并通過仿真分析獲得了該縫隙天線工作頻率隨縫隙尺寸變化的一般規律。

　　1 縫隙天線結構原理

　　基于微帶天線結構，利用電抗加載的方法可以實現雙頻工作，此時雙頻比可以調節得較接近。根據空腔模型理論，薄基片的微帶天線在模諧振頻率附近的輸入阻抗Zin，可等效為

　　式中，Xr為該模并聯諧振等效電路的“諧振”電抗，Xf為其他模的合成效應。其諧振頻率的特征方程為Xr + Xf = 0，若用一個電抗XL對微帶天線進行加載，則上述特征方程變為

　　調節XL的值，可以獲得兩個零點，實現雙頻工作。

　　圖1 是改進后的天線結構，該天線頂部是一個左右不對稱的分支型微帶線。分支型饋電的優點是該饋電方法可以獲得較寬的帶寬并且使天線在很寬的頻率范圍內達到很好的阻抗匹配。在本設計中，在接地板開了兩個矩形縫隙，通過調整微帶線分支和縫隙的相對位置以及矩形縫隙的大小來獲得最佳匹配。

　　圖1 天線的幾何模型

　　為了實現接口的阻抗匹配，分支型微帶線主臂的特性阻抗為50 Ω，側臂的特性阻抗為100 Ω，根據經驗式（ 3） 、式（ 4） 可以計算出微帶線的寬度。

　　其中等效介電常數為

　　由此算出50 Ω 的微帶饋線對應的寬度為3.0 mm， 100 Ω微帶線對應的寬度為1.4 mm。天線的底部接地板上刻蝕了兩個矩形縫隙，這樣相當于引入了兩個電抗元素，產生了兩個諧振點。天線使用FR - 4 作為介質基板，基板的厚度為1.6 mm，相對介電常數為4.2,損耗角正切為TanD = 0.0003。接地板的尺寸為50 mm × 50 mm。由于縫隙所在地面的邊沿存在較強的繞射場，所以選擇合適的介質基片大小，可以獲得較好的遠場方向圖。饋電點在寬邊的中心，p1和p2為差分輸入端口。

　　2 參數設計與優化分析

　　為了進一步探索天線的各個幾何參數對天線回波損耗的影響，得到適合GSM 1900 MHz和ISM 2.4 GHz頻段的工作特性，使用ADS 全波電磁場仿真工具對天線進行參數分析和優化。天線的各物理尺寸參數如圖2 所示。

　　通過初步的仿真，天線的回波損耗對兩個矩形縫隙的長度L1、L2和寬度W3、W4的變化比較敏感，因此選取以上4 個參數對它們進行參數分析。每個參數選取一個初始值，當一個參數變化時，其他參數保持不變。各參數的初始值如表1 所示。

　　圖2 縫隙天線的設計參數示意

　　圖3 給出了小縫隙長度L1對天線回波損耗的影響，L1尺寸選取從22.9 mm處以1 mm增加，其他主要參數保持不變，仿真結果可以發現在低頻段處L1越大，諧振點右移，當L1 = 23.9 mm時，回波損耗最小；在高頻段處隨著L1增大，諧振頻率點左移，回波損耗減小但帶寬也隨之減小。

　　圖4 給出了大縫隙長度L2對天線回波損耗的影響，L2從41.6 mm處以每1 mm增加，其他各參數保持不變。從圖中可以看出在低頻段處L2越小，回波損耗越大，帶寬也相應的增加。諧振點基本維持不變；在高頻段處L2越大，諧振點向左移動，回波損耗越小，天線阻抗越來越不匹配。

　　圖5 給出了小縫隙寬度W3對天線回波損耗的影響，W3的大小從10.6 mm處以每1 mm增加，其他各參數保持不變。仿真結果顯示W3對低頻段的影響幾乎很小；在高頻段處當W3增大時，諧振頻率左移，回波損耗和帶寬維持不變。

　　圖6 為大縫隙寬度W4對天線回波損耗的影響，W4尺寸從14.1 mm處以每1 mm增加，其他各參數均保持不變。從圖中可以看出低頻段處W4越大，諧振頻率略向右移，回波損耗越來越大，天線的匹配越好，帶寬也相應的增大。在高頻段處規律同低頻段一樣。通過仿真結果發現，調節縫隙的尺寸可以改變兩個諧振頻率的距離。再根據對頻段的設計要求最后選定的縫隙尺寸的大小分別為L1 = 23.9 mm，L2 = 41.6 mm，W3 =12. 6 mm，W4 = 18.1 mm。最終得到了最佳的天線尺寸參數，如表2 所示。

　　圖3 諧振頻率隨L1變化

　　圖4 諧振頻率隨L2變化

　　圖5 諧振頻率隨W3變化

　　圖6 諧振頻率隨W4變化

　　天線在諧振頻率1.9 GHz 和2.4 GHz 兩處的增益方向圖如圖7 和圖8 所示。從圖中可以看出該縫隙天線的輻射是雙向性的，縫隙上、下方的輻射場最強，輻射強度基本相同。天線的諧振頻率為1.9 GHz時，在XOZ 面上的最大增益為1.4 dBi；天線諧振頻為2.4 GHz 時，在XOZ 面上最大增益為2.9 dBi。天線的方向圖具有一定的方向性，但是天線的增益并不高，因此這種天線可以作為全向天線來使用，適用于接收周圍的射頻無線能量。

　　圖7 XOZ 面上的天線的增益（ f = 1.9 GHz）

　　圖8 XOZ 面上的天線的增益（ f = 2.4 GHz）

　　3 測試結果

　　根據上一節的參數分析和優化結果，使用FR4雙面PCB 板加工制作了該天線，并通過Agilent 矢量網絡分析儀對天線進行了測試，天線的實物圖如圖9所示。

　　圖9 天線實物的正面圖和反面

　　圖10 給出了天線的輸入回波損耗仿真和實測曲線，從仿真圖中可以看出，天線的中心諧振點分別為f1 = 1.9 GHz，f2 = 2.4 GHz.當回波損耗S11 <- 10 dB時，天線在低頻段的工作頻率范圍為1.82~ 1.96 GHz，帶寬達到了140 MHz，天線在高頻段的頻率范圍為2.34 ~ 2.45 GHz，帶寬接近110 MHz。天線在諧振點處的回波損耗分別是- 40 dB 和- 20 dB，表明該天線匹配較好。實測得到的結果與仿真結果基本相同，低頻段處諧振頻段向右偏移約為1.92 GHz，高頻段處諧振點略向左偏移，兩諧振點處的回波損耗均有所減小。造成誤差的原因包括加工天線過程中尺寸的微小誤差，SMA 接頭處焊接不良、接口處有能量損耗，環境干擾等因素。

　　圖10 回波損耗測試結果

　　4 結語

　　文中提出了一種縫隙加載結合雙線饋電的多頻段天線方法，設計了一種適用于環境無線能量接收的新型小尺寸雙頻微帶縫隙天線。通過Agilent 公司的ADS 對其仿真并進行了優化分析，實現了天線分別在1.9 GHz和2.4 GHz雙頻工作。在低頻端帶寬為140 MHz，相對帶寬約為7.4%，在高頻端帶寬110 MHz，相對帶寬約為4.6%。該射頻能量接收天線能夠適應GSM 和ISM 兩個頻段，尺寸小，制作成本低，具有較強的實用性和良好的應用前景。